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③比較以上方法所建回歸方程的優(yōu)良性

  • 磁共振用超導磁體的磁場均勻性研究

    隨著生物工程及醫學影像學的發展,磁共振成像在醫學診斷學方面發揮著越來越重要的角色。磁場的均勻性是大型醫療設備——核磁共振(MRI)成像的理論基礎,是評價該設備的一個重要的技術參數,磁場的均勻性分析也是電磁場理論分析的一個重要方向。良好、穩定的磁場均勻性對核磁共振圖像的信噪比(SNR)的提高有重要的意義,同時也是飽和壓脂序列實現的唯一條件。 該課題的主要內容是在介紹磁共振成像原理與磁共振超導磁體的超導勻場線圈的形狀及位置的基礎上,分析各個線圈中電流的大小與空間某點磁場強度的關系。同時借鑒磁共振成像原理,設計輔助測量水膜,對空間某一特定半徑的球體腔內各點的磁場強度進行自動化測量。在當前使用的被動式勻場的基礎上,利用分析軟件,對線圈的選擇及電流的大小進行計算與優化。實驗結果表明效果良好,磁場均勻度有很大的改善。 采用的主要方法是利用磁共振成像原理及傅里葉轉化技術去設計一種精確、方便、快捷的勻場方法。通過計算機模擬及有限元分析的方法進行計算、優化,最終得到理想的磁場均勻度。 良好的磁場均勻性是磁共振成像的基礎,是飽和壓脂序列(FATSAT)、平面回波成像(EPI)、彌散成像、頻譜分析等一系列近幾年新出現的先進序列實現的前提條件。從而為臨床醫學提供了一種先進的檢查手段,為疾病診治的及時性、準確性、可靠性及病灶確切位置的判斷都提供了基礎。 該文所介紹的磁場均勻性測量、分析方法以及在此基礎上設計的勻場計算分析軟件已在多臺磁共振安裝調試過程中得到應用,達到了預期的目的,能夠滿足現場調試的要求。該方法對于今后超導磁體磁共振的磁場均勻性調試,及在醫學影像學方面的發展有很好的應用價值。該項技術在該領域的推廣必然會提高磁場均勻性的精度,推動醫學影像學及臨床診斷學的發展。并能帶來良好的社會效益及經濟效益,具有關闊的應用前景。

    標簽: 磁共振 超導磁體 磁場

    上傳時間: 2013-04-24

    上傳用戶:tianjinfan

  • 基于ARM的嵌入式數字視頻記錄系統研究

    隨著現代電子信息技術和我國汽車制造業的強勁增長,汽車已不再是簡單的交通工具,而是成為現代科技的載體。汽車的快速增長雖然使我們的出門更加便利,但同時也帶來了諸多社會問題。如:交通事故率上升、交通事故判別和車輛的規范化管理難度加大等。論文針對以上問題提出了使用視頻記錄的解決方法。 論文設計了一種基于ARM的嵌入式數字視頻記錄系統。該系統能夠將安裝在汽車中的攝像頭拍攝到的汽車前視景和儀表顯示畫面進行壓縮并以文件的形式存儲,事后通過回放系統將記錄的文件進行播放,可以以此來規范車輛管理、判斷交通事故原因和保障乘客安全。系統采用嵌入式技術并選用32位的ARM微控制器,使用先進的視頻解碼、編碼芯片,成功實現對實時視頻的采集、壓縮及儲存記錄。介紹目前數字視頻技術的發展及應用狀況、闡述視頻記錄系統所涉及的視頻壓縮和嵌入式系統設計基本理論,提出視頻記錄系統的設計方案。重點對基于ARM的嵌入式數字視頻記錄系統的系統硬件、軟件設計做了詳細的論述。硬件部分以ARM芯片LPC2210為核心控制器,以SAA7113H和Z1510為視頻壓縮核心硬件,完成ARM最小系統、視頻圖像信號的解碼和編碼壓縮電路、IDE儲存接口等電路設計;軟件部分采用穩定可靠的μC/OS-Ⅱ嵌入式實時操作系統,實現μC/OS-Ⅱ在LPC2210上的移植,完成系統的硬件初始化和IDE驅動的編寫調試,使整個系統的各個部分能夠協調的工作。 試驗表明,基于ARM的嵌入式數字視頻記錄系統能夠實現對數字視頻信號的長時間實時采集、壓縮記錄。壓縮后的數據符合MPEG-1標準。

    標簽: ARM 嵌入式 數字視頻 記錄

    上傳時間: 2013-07-07

    上傳用戶:萬有引力

  • 基于ARM的聲學海流剖面儀信號模擬器研制及回波信號處理

    隨著海洋勘測技術的發展,研制高性能的海洋測流儀器越來越重要。多普勒聲學海流剖面儀就是一種非常重要的用來測量海流速度的儀器。在調試多普勒聲學海流剖面儀的過程中,多普勒聲學海流剖面儀信號模擬器是很重要的設備,它是數字模擬技術與多普勒聲學技術相結合的產物,它通過模擬的方法產生聲學海流剖面儀回波信號,以便在不具備實際海洋情況的條件下,可以在實驗室環境中對聲學海流剖面儀的樣機進行系統調試。在此情況下,本文研制了一種聲學海流剖面儀信號模擬器,并對聲學海流剖面儀回波信號接收過程中使用的算法進行了研究。 本文首先比較了多普勒聲學海流剖面儀的發射信號與接收信號之間的關系,分析了產生多普勒頻移的原因。選用直接數字頻率合成技術(DDS)生成多普勒聲學海流剖面儀調試所需要的回波信號o DDS技術克服了傳統信號源的頻率精度不高和頻率不穩等問題。本文選用專用DDS芯片AD9833來實現回波信號的產生,利用ARM嵌入式技術對輸出信號進行控制。 信號模擬器以S3C2410處理器為核心構建了硬件平臺,采用核心板與擴展板相結合的硬件結構。核心板主要包括了存儲系統、網絡接口和各種通訊接口。其主要功能是存儲大量數據信號和通訊功能;擴展電路包括了16路DDS信號輸出及信號調理電路,可以通過軟件來配置16路信號相應的工作狀態及選擇信號輸出形式。硬件設計預留了一定數量的I/O接口以備將來擴展之用。 建立嵌入式Linux開發環境;并分析BootLoader啟動機制,移植VIVI;通過配置內核相關文件,移植Linux2.4.18內核到模擬器系統;編寫16路DDS的驅動程序;設計了模擬器的上位機通訊程序及用應程序;對系統進行了軟硬件調試,調試結果表明模擬器完全能夠模擬聲學海流剖面儀的回波信號。 最后,結合回波信號形式,采用基帶解調、復相關等技術對接收回波信號所使用的算法進行了研究,估算出多普勒頻移,配合了調試海流剖面儀樣機工作的進行。該模擬器不但可以模擬回波信號,還可以作為發射信號來用,大大提高了模擬器的實用性。關鍵詞:聲學海流剖面儀;S3C2410; AD9833;嵌入式Linux;回波信號

    標簽: ARM 聲學 信號模擬器 信號處理

    上傳時間: 2013-04-24

    上傳用戶:prczsf

  • 高速FPGA在激光回波檢測中的應用

    激光測距是激光技術在軍事上最早和最成熟的應用,自1961.年美國休斯飛機公司研制成功世界上第一臺激光測距機之后,激光測距技術發展迅速。如今,它已經被廣泛運用于軍用領域和民用領域。為了進一步提高我國激光測距水平,研制更高性能激光測距機依然是我國國防科技研究中的重要課題之一。其中,測距精度是激光測距機的一個重要參數。而激光測距機能否準確的檢測激光回波信號將直接影響測距精度。 脈沖激光測距系統主要包括激光發射子系統、激光回波探測子系統、回波檢測與主控子系統、終端顯示子系統等組成。其中設計高精度激光回波檢測與主控子系統是實現高精度激光測距的核心問題。傳統激光回波檢測與主控子系統通常采用分立元件和小規模集成電路設計,電路復雜且精度較低。隨著數字電路設計技術的發展,已出現大規??删幊踢壿嬈骷﨔PGA(現場可編程門陣列)和CPLD(復雜可編程邏輯器件)。采用FPGA代替傳統的分立元件和小規模集成電路來設計激光回波檢測與主控子系統,不僅提高了回波檢測精度,同時簡化了整個測距系統的設計。 本文研究了將激光回波信號直接送入FPGA進行檢測的方案。同時,采用這種方案設計了一種激光回波檢測系統,并把它成功運用在一引信項目中。這種方案電路設計簡單,易于實現。在實際應用中,由于激光回波探測子系統只是完成由光信號到電信號的轉換及簡單放大,理論分析和試驗結果均表明,采用該方案進行回波檢測的精度較低,這種回波檢測方法也只能應用在測距精度要求低的項目中。 為了滿足另一高精度測距項目的需要,在FPGA直接進行激光回波檢測方案的基礎上,設計了一種高精度激光回波檢測系統。文中介紹了其實現原理,理論上分析了該系統所能達到的回波檢測精度及整機測距系統的測距精度。與第一種方案相比,該方案引入了超高速數據采集電路。由于采樣速率高達lGsps,該方案實現的難點在于如何保證數據采集電路的穩定工作。文中從總體方案的設計,到器件的選型,硬件電路板的實現等方面做了詳細的闡述,最終完成了系統硬件電路設計。接著介紹了系統程序設計。后面給出了試驗測試結果,該系統工作穩定,性能良好。系統設計中引入的超高速數據采集電路有著廣泛的應用,為其他相關設計提供了參考。最后,對全文做了工作總結,并給出了接下來的后續工作與展望。 本文在高速FPGA對激光回波信號檢測方向取得了一定的成果,為進一步研究提供了參考價值。

    標簽: FPGA 激光 回波 中的應用

    上傳時間: 2013-06-13

    上傳用戶:cy1109

  • 基于FPGA的卷積編碼和維特比譯碼

    在數字通信中,采用差錯控制技術(糾錯碼)是提高信號傳輸可靠性的有效手段,并發揮著越來越重要的作用。糾錯碼主要有分組碼和卷積碼兩種。在碼率和編碼器復雜程度相同的情況下,卷積碼的性能優于分組碼。 卷積碼的譯碼方法主要有代數譯碼和概率譯碼。代數譯碼是基于碼的代數結構;而概率譯碼不僅基于碼的代數結構,還利用了信道的統計特性,能充分發揮卷積碼的特點,使譯碼錯誤概率達到很小。 卷積碼譯碼器的設計是由高性能的復雜譯碼器開始的,對于概率譯碼最初的序列譯碼,隨著譯碼約束長度的增加,其譯碼錯誤概率可達到非常小。后來慢慢地向低性能的簡單譯碼器演化,對不太長的約束長度,維特比(Viterbi)算法是非常實用的。維特比算法是一種最大似然的譯碼方法。當編碼約束度不太大(小于等于10)或者誤碼率要求不太高(約10-5)時,Viterbi譯碼算法效率很高,速度很快,譯碼器也較簡單。 目前,卷積碼在數傳系統,尤其是在衛星通信、移動通信等領域已被廣泛應用。 本論文對卷積碼編碼和Viterbi譯碼的設計原理及其FPGA實現方案進行了研究。同時,將交織和解交織技術應用于編碼和解碼的過程中。 首先,簡要介紹了卷積碼的基礎知識和維特比譯碼算法的基本原理,并對硬判決譯碼和軟判決譯碼方法進行了比較。其次,討論了交織和解交織技術及其在糾錯碼中的應用。然后,介紹了FPGA硬件資源和軟件開發環境Quartus Ⅱ,包括數字系統的設計方法和設計規則。再有,對基于FPGA的維特比譯碼器各個模塊和相應算法實現、優化進行了研究。最后,在Quartus Ⅱ平臺上對硬判決譯碼和軟判決譯碼以及有無交織等不同情況進行了仿真,并根據仿真結果分析了維特比譯碼器的性能。 分析結果表明,系統的誤碼率達到了設計要求,從而驗證了譯碼器設計的可靠性,所設計基于FPGA的并行Viterbi譯碼器適用于高速數據傳輸的場合。

    標簽: FPGA 卷積 編碼 譯碼

    上傳時間: 2013-04-24

    上傳用戶:zhenyushaw

  • 幾種用于FPGA的新型有效混合布線算法

    采用現場可編程門陣列(FPGA)可以快速實現數字電路,但是用于生成FPGA編程的比特流文件的CAD工具在編制大規模電路時常常需要數小時的時間,以至于許多設計者甚至通過在給定FPGA上采用更多的資源,或者以犧牲電路速度為代價來提高編制速度。電路編制過程中大部分時間花費在布線階段,因此有效的布線算法能極大地減少布線時間。 許多布線算法已經被開發并獲得應用,其中布爾可滿足性(SAT)布線算法及幾何查找布線算法是當前最為流行的兩種。然而它們各有缺點:基于SAT的布線算法在可擴展性上有很大缺陷;幾何查找布線算法雖然具有廣泛的拆線重布線能力,但當實際問題具有嚴格的布線約束條件時,它在布線方案的收斂方面存在很大困難?;诖?,本文致力于探索一種能有效解決以上問題的新型算法,具體研究工作和結果可歸納如下。 1、在全面調查FPGA結構的最新研究動態的基礎上,確定了一種FPGA布線結構模型,即一個基于SRAM的對稱陣列(島狀)FPGA結構作為研究對象,該模型僅需3個適合的參數即能表示布線結構。為使所有布線算法可在相同平臺上運行,選擇了美國北卡羅來納州微電子中心的20個大規模電路作為基準,并在布線前采用VPR399對每個電路都生成30個布局,從而使所有的布線算法都能夠直接在這些預制電路上運行。 2、詳細研究了四種幾何查找布線算法,即一種基本迷宮布線算法Lee,一種基于協商的性能驅動的布線算法PathFinder,一種快速的時延驅動的布線算法VPR430和一種協商A

    標簽: FPGA 布線算法

    上傳時間: 2013-05-18

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  • HHT方法在探地雷達回波信號特征提取上的應用

    探地雷達回波信號是一種非平穩非線性信號,其中不僅包含地下埋藏物的目標信號,還包含有可能掩藏目標信號的直達波信號,給目標的識別帶來困難。文中采用HHT方法對探地雷達回波信號進行特征分析,提取回波信號的IMF分量的瞬時頻率作為特征向量。實驗結果表明,用HHT方法提取特征可較好的避免直達波影響,該方法是可行而有效的,為進一步鑒別地下埋藏物提供了新的思想和方法。

    標簽: HHT 探地雷達 回波信號 特征提取

    上傳時間: 2013-10-22

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  • 8階開關電容濾波器MAX29X系列的應用設計

    MAX29X是美國MAXIM公司生瓣的8階開關電容低通濾波器,由于價格便宜、使用方便、設計簡單,在通訊、信號自理等領域得到了廣泛的應用。本文就其工作原理、電氣參數、設計注意事項等問題作了討論,具有一定的實用參考價值。關鍵詞:開關電容、濾波器、設計 1 引言     開關電容濾波器在近些年得到了迅速的發展,世界上一些知名的半導體廠家相繼推出了自己的開頭電容濾波器集成電路,使形狀電容濾波器的發展上了一個新臺階。     MAXIM公司在模擬器件生產領域頗具影響,它生產MAX291/292/293/294/295/296/297系列8階低通開關電容濾波器由于使用方便(基本上不需外接元件)、設計簡單(頻率響應函數是固定的,只需確定其拐角頻率即截止頻率)、尺寸小(有8-pin    DIP封裝)等優點,在ADC的反混疊濾波、噪聲分析、電源噪聲抑制等領域得到了廣泛的應用。     MAX219/295為巴特活思(型濾波器,在通頻帶內,它的增益最穩定,波動小,主要用于儀表測量等要求整個通頻帶內增益恒定的場合。MAX292/296為貝塞爾(Bessel)濾波器,在通頻帶內它的群時延時恒定的,相位對頻率呈線性關系,因此脈沖信號通過MAX292/296之后尖峰幅度小,穩定速度快。由于脈沖信號通過貝塞爾濾波器之后所有頻率分量的延遲時間是相同的,故可保證波形基本不變。關于巴特活和貝塞爾濾波器的特性可能圖1來說明。圖1的蹤跡A為加到濾波器輸入端的3kHz的脈沖,這里我們把濾波器的截止頻率設為10kHZ。蹤跡B通過MAX292/296后的波形。從圖中可以看出,由于MAX292/296在通帶內具有線性相位特性,輸出波形基本上保持了方波形狀,只是邊沿處變圓了一些。方波通過MAX291/295之后,由于不同頻率的信號產生的時延不同,輸出波形中就出現了尖峰(overshoot)和鈴流(ringing)。     MAX293/294/297為8階圓型(Elliptic)濾波器,它的滾降速度快,從通頻帶到阻帶的過渡帶可以作得很窄。在橢圓型濾波器中,第一個傳輸零點后輸出將隨頻率的變高而增大,直到第二個零點處。這樣幾番重復就使阻事賓頻響呈現波浪形,如圖2所示。阻帶從fS起算起,高于頻率fS處的增益不會超過fS處的增益。在橢圓型濾波中,通頻帶內的增益存在一定范圍的波動。橢圓型濾波器的一個重要參數就是過渡比。過渡比定義為阻帶頻率fS與拐角頻率(有時也等同為截止頻率)由時鐘頻率確定。時鐘既可以是外接的時鐘,也可以是自己的內部時鐘。使用內部時鐘時只需外接一個定時用的電容既可。     在MAX29X系列濾波器集成電路中,除了濾波器電路外還有一個獨立的運算放大器(其反相輸入端已在內部接地)。用這個運算放大器可以組成配合MAX29X系列濾波器使用后的濾波、反混濾波等連續時間低通濾波器。     下面歸納一下它們的特點:     ●全部為8階低通濾波器。MAX291/MAX295為巴特沃思濾波器;MAX292/296為貝塞爾濾波器;MAX293/294/297為橢圓濾波器。     ●通過調整時鐘,截止頻率的調整范圍為:0.1Hz~25kHz(MAX291/292/293*294);0.1Hz~kHz(MAX295/296/297)。     ●既可用外部時鐘也可用內部時鐘作為截止頻率的控制時鐘。     ●時鐘頻率和截止頻率的比率:10∶1(MAX291/292/293/294);50∶1(MAX295/296/297)。     ●既可用單+5V電源供電也可用±5V雙電源供電。     ●有一個獨立的運算放大器可用于其它應用目的。     ●8-pin DIP、8-pin SO和寬SO-16多種封裝。2 管腳排列和主要電氣參數     MAX29X系列開頭電容濾波器的管腳排列如圖3所示。     管腳功能定義如下:     CLK:時鐘輸入。     OP OUT:獨立運放的輸出端。     OP INT:獨立運放的同相輸入端。     OUT:濾波器輸出。     IN:濾波器輸入。     V-:負電源 。雙電源供電時搛-2.375~-5.5V之間的電壓,單電源供電時V--=-V。     V+:正電源。雙電源供電時V+=+2.35~+5.5V,單電源供電時V+=+4.75~+11.0V。     GND:地線。單電源工作時GND端必須用電源電壓的一半作偏置電壓。     NC:空腳,無連線。     MAX29X的極限電氣參數如下:     電源(V+~V-):12V     輸入電壓(任意腳):V--0.3V≤VIN≤V++0.3V     連續工作時的功耗:8腳塑封DIP:727mW;8腳SO:471mW;16腳寬SO:762mW;8腳瓷封DIP:640mW。     工作溫度范圍:MAX29-C-:0℃~+70℃;MAX29-E-:-40℃~+85℃;MAX29-MJA:-55℃~+125℃;保存溫度范圍:-65℃~+160℃;焊接溫度(10秒):+300℃;     大多數的形狀電容濾波器都采用四節級連結構,每一節包含兩個濾波器極點。這種方法的特點就是易于設計。但采用這種方法設計出來的濾波器的特性對所用元件的元件值偏差很敏感?;谝陨峡紤],MAX29X系列用帶有相加和比例功能的開關電容持了梯形無源濾波器,這種方法保持了梯形無源濾波器的優點,在這種結構中每個元件的影響作用是對于整個頻率響應曲線的,某元件值的誤差將會分散到所有的極點,因此不值像四節級連結構那樣對某一個極點特別明顯的影響。3 MAX29X的頻率特性     MAX29X的頻率特性如圖4所示。圖中的fs都假定為1kHz。4 設計考慮     下面對MAX29X系列形狀電容濾波器的使用做些討論。4.1 時鐘信號     MAX29X系列開頭電容濾波器推薦使用的時鐘信號最高頻率為2.5MHz。根據對應的時鐘頻率和拐角頻率的比值,MAX291/MAX292/MAX293/MAX294的拐角頻率最高為25kHz.MAX295/MAX296/MAX297的拐角頻率最高為50kHz 。     MAX29X系列開關電容濾波器的時鐘信號既可幅外部時鐘直接驅動也可由內部振蕩器產生。使用外部時鐘時,無論是采用單電源供電還是雙電源供電,CLK可直接和采用+5V供電的CMOS時鐘信號發生器的輸出相連。通過調整外部時鐘的頻率,可完成濾波器拐角的實時調整。     當使用內部時鐘時,振蕩器的頻率由接在CLK端上的電容VCOSC決定:     fCOSC (kHz)=105/3COSC (pF) 4.2 供電     MAX29X系列開關電容濾波器既可用單電源工作也可用雙電源工作。雙電源供電時的電源電壓范圍為±2.375~±5.5V。在實際電路中一般要在正負電源和GND之間接一旁路電容。     當采用單電源供電時,V-端接地,而GND端要通過電阻分壓獲得一個電壓參考,該電壓參考的電壓值為1/2的電源電壓,參見圖5。4.3 輸入信號幅度范圍限制     MAX29X允許的輸入信號的最大范圍為V--0.3V~V++0.3V。一般情況下在+5V單電源供電時輸入信號范圍取1V~4V,±5V雙電源供電時,輸入信號幅度范圍取±4V。如果輸入信號超過此范圍,總諧波失真THD和噪聲就大大增加;同樣如果輸入信號幅度過?。╒P-P<1V),也會造成THD和噪聲的增加。4.4 獨立運算放大器的用法     MAX29X中都設計有一個獨立的運算放大器,這個放大器和濾波器的實現無直接關系,用這個放大器可組成一個一階和二階濾波器,用于實現MAX29X之前的反混疊濾波功能鄞MAX29X之后的時鐘噪聲抑制功能。這個運算放大器的反相端已在內部和GND相連。     圖6是用該獨立運放組成的2階低通濾波器的電路,它的拐角頻率為10kHz,輸入阻抗為22Ω,可滿足MAX29X形狀電容濾波器的最小負載要求(MAX29X的輸出負載要求不小于20kΩ)可以通過改變R1、R2、R3、C1、C2的元件值改變拐角頻率。具體的元件值和拐角頻率的對應關系參見表1。

    標簽: 29X MAX 29 8階

    上傳時間: 2013-10-18

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  • 單片機音樂中音調和節拍的確定方法

    單片機音樂中音調和節拍的確定方法:調號-音樂上指用以確定樂曲主音高度的符號。很明顯一個八度就有12個半音。A、B、C、D、E、F、G。經過聲學家的研究,全世界都用這些字母來表示固定的音高。比如,A這個音,標準的音高為每秒鐘振動440周。 升C調:1=#C,也就是降D調:1=BD;277(頻率)升D調:1=#D,也就是降E調:1=BE;311升F調:1=#F,也就是降G調:1=BG;369升G調:1=#G,也就是降A調:1=BA;415升A調:1=#A,也就是降B調:1=BB。466,C 262   #C277   D 294   #D(bE)311  E 330   F 349   #F369   G 392  #G415A 440.    #A466    B 494 所謂1=A,就是說,這首歌曲的“導”要唱得同A一樣高,人們也把這首歌曲叫做A調歌曲,或叫“唱A調”。1=C,就是說,這首歌曲的“導”要唱得同C一樣高,或者說“這歌曲唱C調”。同樣是“導”,不同的調唱起來的高低是不一樣的。各調的對應的標準頻率為: 單片機演奏音樂時音調和節拍的確定方法 經常看到一些剛學單片機的朋友對單片機演奏音樂比較有興趣,本人也曾是這樣。在此,本人將就這方面的知識做一些簡介,但愿能對單片機演奏音樂比較有興趣而又不知其解的朋友能有所啟迪。 一般說來,單片機演奏音樂基本都是單音頻率,它不包含相應幅度的諧波頻率,也就是說不能象電子琴那樣能奏出多種音色的聲音。因此單片機奏樂只需弄清楚兩個概念即可,也就是“音調”和“節拍”。音調表示一個音符唱多高的頻率,節拍表示一個音符唱多長的時間。 在音樂中所謂“音調”,其實就是我們常說的“音高”。在音樂中常把中央C上方的A音定為標準音高,其頻率f=440Hz。當兩個聲音信號的頻率相差一倍時,也即f2=2f1時,則稱f2比f1高一個倍頻程, 在音樂中1(do)與 ,2(來)與 ……正好相差一個倍頻程,在音樂學中稱它相差一個八度音。在一個八度音內,有12個半音。以1—i八音區為例, 12個半音是:1—#1、#1—2、2—#2、#2—3、3—4、4—#4,#4—5、5一#5、#5—6、6—#6、#6—7、7—i。這12個音階的分度基本上是以對數關系來劃分的。如果我們只要知道了這十二個音符的音高,也就是其基本音調的頻率,我們就可根據倍頻程的關系得到其他音符基本音調的頻率。 知道了一個音符的頻率后,怎樣讓單片機發出相應頻率的聲音呢?一般說來,常采用的方法就是通過單片機的定時器定時中斷,將單片機上對應蜂鳴器的I/O口來回取反,或者說來回清零,置位,從而讓蜂鳴器發出聲音,為了讓單片機發出不同頻率的聲音,我們只需將定時器予置不同的定時值就可實現。那么怎樣確定一個頻率所對應的定時器的定時值呢?以標準音高A為例:   A的頻率f = 440 Hz,其對應的周期為:T = 1/ f = 1/440 =2272μs 由上圖可知,單片機上對應蜂鳴器的I/O口來回取反的時間應為:t = T/2 = 2272/2 = 1136μs這個時間t也就是單片機上定時器應有的中斷觸發時間。一般情況下,單片機奏樂時,其定時器為工作方式1,它以振蕩器的十二分頻信號為計數脈沖。設振蕩器頻率為f0,則定時器的予置初值由下式來確定:    t = 12 *(TALL – THL)/ f0 式中TALL = 216 = 65536,THL為定時器待確定的計數初值。因此定時器的高低計數器的初值為:     TH = THL / 256 = ( TALL – t* f0/12) / 256    TL = THL % 256 = ( TALL – t* f0/12) %256  將t=1136μs代入上面兩式(注意:計算時應將時間和頻率的單位換算一致),即可求出標準音高A在單片機晶振頻率f0=12Mhz,定時器在工作方式1下的定時器高低計數器的予置初值為 :    TH440Hz = (65536 – 1136 * 12/12) /256 = FBH    TL440Hz = (65536 – 1136 * 12/12)%256 = 90H根據上面的求解方法,我們就可求出其他音調相應的計數器的予置初值。 音符的節拍我們可以舉例來說明。在一張樂譜中,我們經常會看到這樣的表達式,如1=C  、1=G …… 等等,這里1=C,1=G表示樂譜的曲調,和我們前面所談的音調有很大的關聯, 、 就是用來表示節拍的。以 為例加以說明,它表示樂譜中以四分音符為節拍,每一小結有三拍。比如:      其中1 、2 為一拍,3、4、5為一拍,6為一拍共三拍。1 、2的時長為四分音符的一半,即為八分音符長,3、4的時長為八分音符的一半,即為十六分音符長,5的時長為四分音符的一半,即為八分音符長,6的時長為四分音符長。那么一拍到底該唱多長呢?一般說來,如果樂曲沒有特殊說明,一拍的時長大約為400—500ms 。我們以一拍的時長為400ms為例,則當以四分音符為節拍時,四分音符的時長就為400ms,八分音符的時長就為200ms,十六分音符的時長就為100ms??梢?,在單片機上控制一個音符唱多長可采用循環延時的方法來實現。首先,我們確定一個基本時長的延時程序,比如說以十六分音符的時長為基本延時時間,那么,對于一個音符,如果它為十六分音符,則只需調用一次延時程序,如果它為八分音符,則只需調用二次延時程序,如果它為四分音符,則只需調用四次延時程序,依次類推。通過上面關于一個音符音調和節拍的確定方法,我們就可以在單片機上實現演奏音樂了。具體的實現方法為:將樂譜中的每個音符的音調及節拍變換成相應的音調參數和節拍參數,將他們做成數據表格,存放在存儲器中,通過程序取出一個音符的相關參數,播放該音符,該音符唱完后,接著取出下一個音符的相關參數……,如此直到播放完畢最后一個音符,根據需要也可循環不停地播放整個樂曲。另外,對于樂曲中的休止符,一般將其音調參數設為FFH,FFH,其節拍參數與其他音符的節拍參數確定方法一致,樂曲結束用節拍參數為00H來表示。下面給出部分音符(三個八度音)的頻率以及以單片機晶振頻率f0=12Mhz,定時器在工作方式1下的定時器高低計數器的予置初值 : C調音符  頻率Hz 262 277 293 311 329 349 370 392 415 440 466 494TH/TL F88B F8F2 F95B F9B7 FA14 FA66 FAB9 FB03 FB4A FB8F FBCF FC0BC調音符 1 1# 2 2# 3 4 4# 5 5# 6 6# 7頻率Hz 523 553 586 621 658 697 739 783 830 879 931 987TH/TL FC43 FC78 FCAB FCDB FD08 FD33 FD5B FD81 FDA5 FDC7 FDE7 FE05C調音符  頻率Hz 1045 1106 1171 1241 1316 1393 1476 1563 1658 1755 1860 1971TH/TL FB21 FE3C FE55 FE6D FE84 FE99 FEAD FEC0 FE02 FEE3 FEF3 FF02

    標簽: 單片機 音調

    上傳時間: 2013-10-20

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  • 子空間模式識別方法

    提出了一種改進的LSM-ALSM子空間模式識別方法,將LSM的旋轉策略引入ALSM,使子空間之間互不關聯的情況得到改善,提高了ALSM對相似樣本的區分能力。討論中以性能函數代替經驗函數來確定拒識規則的參數,實現了識別率、誤識率與拒識率之間的最佳平衡;通過對有限字符集的實驗結果表明,LSM-ALSM算法有效地改善了分類器的識別率和可靠性。關 鍵 詞 學習子空間; 性能函數; 散布矩陣; 最小描述長度在子空間模式識別方法中,一個線性子空間代表一個模式類別,該子空間由反映類別本質的一組特征矢量張成,分類器根據輸入樣本在各子空間上的投影長度將其歸為相應的類別。典型的子空間算法有以下三種[1, 2]:CLAFIC(Class-feature Information Compression)算法以相關矩陣的部分特征向量來構造子空間,實現了特征信息的壓縮,但對樣本的利用為一次性,不能根據分類結果進行調整和學習,對樣本信息的利用不充分;學習子空間方法(Leaning Subspace Method, LSM)通過旋轉子空間來拉大樣本所屬類別與最近鄰類別的距離,以此提高分類能力,但對樣本的訓練順序敏感,同一樣本訓練的順序不同對子空間構造的影響就不同;平均學習子空間算法(Averaged Learning Subspace Method, ALSM)是在迭代訓練過程中,用錯誤分類的樣本去調整散布矩陣,訓練結果與樣本輸入順序無關,所有樣本平均參與訓練,其不足之處是各模式的子空間之間相互獨立。針對以上問題,本文提出一種改進的子空間模式識別方法。子空間模式識別的基本原理1.1 子空間的分類規則子空間模式識別方法的每一類別由一個子空間表示,子空間分類器的基本分類規則是按矢量在各子空間上的投影長度大小,將樣本歸類到最大長度所對應的類別,在類x()iω的子空間上投影長度的平方為()211,2,,()argmax()jMTkkjpg===Σx􀀢 (1)式中 函數稱為分類函數;為子空間基矢量。兩類的分類情況如圖1所示。

    標簽: 子空間 模式 識別方法

    上傳時間: 2013-12-25

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